Oszcillátorok fáziszaja

Nagy Gyula

HA8ET@pollak.sulinet.hu

 
  Rádiótechnika Évkönyve 2000 
 

(201...209. oldal)

 
 
  TARTALOMJEGYZÉK:
  Bevezetés
  Az oszcillátor, mint visszacsatolt hurok
  A fáziszaj keletkezése és jellemzői
  A fáziszaj csökkentésének lehetőségei
  A zajos oszcillátor által okozott hibák
  Oszcillátorok zajának optimalizálása CAD programokkal
  A fáziszaj mérése
  A mérési adatok átvitele PC-re
  Gyakorlati mérések spektrumanalizátorokkal
  Ábrák
  A szövegben idézett irodalmak jegyzéke
 Appendix

Egy oszcillátornál a hosszú idejű frekvenciastabilitás mellett fontos követelmény a rövid idejű frekvenciastabilitás (short-term frequency stability) is. A hosszú idejű stabilitás szempontjából elsődleges a felhasznált alkatrészek hőfokfüggése, különös tekintettel a frekvenciát meghatározó elemekre. Sok rádióamatőr közlemény foglalkozott már e jellemző javításának lehetőségeivel. Általában hőkompenzálással, és (vagy) termosztát alkalmazásával nagymértékben javítható a frekvenciastabilitás. A rövid idejű stabilitás kérdését viszont kissé “mostohagyermekként” kezeli a szaksajtó. Az oszcillátor és az azt felhasználó készülék minőségi jellemzőinek megítéléséhez azonban e jellemző is rendkívül fontos. Háttérbe szorulásának van egy nagyon is kézenfekvő indoka. Nevezetesen a méréséhez szükséges speciális műszer rendkívül drága, továbbá csak nagyon szűk mérési területen használható. A viszonylagosan olcsó, univerzálisan alkalmazható spektumanalizátorok megjelenésével azonban lehetővé vált az oszcillátorok kimenőjelének teljesebb vizsgálata.

Ebben a közleményben matematikai levezetések mellőzésével, a szakirodalom alapján ismertetjük a rövid idejű frekvenciastabilitás alapfogalmait, bemutatunk két egyszerűsített mérési módszert az oszcillátorok fáziszajának meghatározására, ismertetjük néhány tipikusnak számító oszcillátor jellemző mérési eredményeit, továbbá segítséget nyújtunk házi készítésű transzverterek lokálágával szemben támasztott követelmények meghatározásához.

Az oszcillátor, mint visszacsatolt hurok

Az egyik lehetséges meghatározás szerint oszcillátornak nevezzük azokat az elektronikus
jelforrásokat, amelyek stabil frekvenciájú és amplitúdójú, szinuszos hullámformájú jelet szolgáltatnak kis torzítással, és működésükhöz bemeneti jelet nem igényelnek, csak tápfeszültséget. Az 1. ábrán látható visszacsatolt erősítő is kerülhet önfenntartó gerjedés állapotába, ha valamilyen f0 frekvencián a hurokerősítése H(f0)= -1. (A negatív előjel a különbségképző következménye.) Ekkor az eredő erősítés végtelenné válik, mert a zárt hurok erősítési tényezője:

.

(1)

A H hurokerősítés értéke pedig:

,

(2)

ahol, A az erősítő, a b a visszacsatoló hálózat átviteli jellemzője, A* pedig a visszacsatolt fokozat eredő erősítési tényezője. Az így visszacsatolt erősítőtől az oszcillátor abban különbözik, hogy a kimenőjel amplitúdóját és frekvenciáját egyaránt az előre megtervezett értéken tartja. Ehhez a hurkot amplitúdó- és frekvenciafüggőnek kell kialakítani. A nagyfrekvenciás rezgéskeltésre használatos oszcillátorok általában egy erősítőből, egy frekvenciafüggő elemeket tartalmazó pozitív visszacsatolásból és egy amplitúdó-stabilizálási feladatot ellátó negatív visszacsatolásból épülnek fel. Ilyen elrendezésre láthatunk egy tipikus példát a 2. ábrán. A különbségképzőbe két visszacsatoló hálózat csatlakozik. A b jelű negatív visszacsatolás gondoskodik az amplitúdó, a B pozitív visszacsatolás pedig a frekvenciastabilitásáról. Ezen, többszörösen visszacsatolt hurok valamennyi összetevőjének mindig van valamilyen hibája. Ha bármilyen okból (pl. hőmérsékletváltozás, alkatrészöregedés, stb.) megváltozik a pozitív visszacsatolási hurok abszolút nagysága és fázisszöge, akkor egy h amlitúdóhiba és egy szöghiba keletkezik. Ezeket a hibákat a 3. ábrán látható módon egy, a hurokban alkalmasan elhelyezett,

,

(3)

átviteli tényezőjű parazita taggal modellezhetjük. A fenti hibák az oszcilláció amplitúdóját és frekvenciáját időről-időre megváltoztatják. Annál jobb egy oszcillátor, minél kisebb változások jönnek létre a kimenőjel amplitúdójában és frekvenciájában a h és a j hatására. Annál kedvezőbb egy oszcillátor rövid idejű frekvenciastabilitása, minél kisebb a j fázishiba kompenzálásához tartozó relatív frekvenciaváltozás.

A fáziszaj keletkezése és jellemzői [1, 2, 3, 4, 5, 6]

Az ideális oszcillátor kimenőjelének “fázishelyzete” állandó periódusról periódusra, tehát nem tartalmaz fázisugrásokat. A külső szemlélő által stabilnak ítélt valóságos oszcillátor kimenőjelében azonban, az előző fejezetben ismertetett okok következtében mindig tapasztalhatók kisebb - nagyobb fázishibák (fázisugrások) és amplitúdó-ingadozások. Amikor egy jel változik az egyik periódusról a másikra, akkor a keletkező fázishiba, mértékétől függően létrehoz, egy úgynevezett fáziszajt. Ez a fáziszaj úgy viselkedik, mint egy véletlen fázis-moduláció, amely egy járulékos fehér zajt ad a hordozóhoz. A jelenség következtében két, egymással korreláló zajoldalsáv keletkezik, amelyek egy érzékeny spektrumanalizátorral jól megfigyelhetők. Általában a két zajoldalsáv (double sideband) helyett csupán az egyik zajoldalsáv (SSB phase noise) értékét szokták dBc-ben megadni, a hordozóra vonatkoztatva, ahol a c a hordozóra (carrier-re) vonatkoztatott értéket jelenti. Az egyoldalsávos fáziszaj 6 dB-lel kisebb a teljes spektrum zajánál. Általában a zajteljesítményt 1 Hz sávszélességre vonatkoztatva adják meg, egysége a dBc/Hz. A 4. ábrán bemutatjuk ennek értelmezését a teljes zajspektrum ábrázolásával úgy, ahogyan azt egy spektrumanalizátor képernyőjén láthatnánk. Az 5. ábrán látható, hogy hogyan változik általában egy oszcillátor SSB fáziszaja a hordozótól mért frekvencia távolság (ofszet frekvencia) függvényében. A hordozóhoz nagyon közeli frekvenciákon a legerősebb a zajforrás, az aktív eszköz 1/f zaja (flicker zaja) következtében. A fázisváltozások következtében, ezen a szakaszon, az ofszet növelésével közelítőleg 30 dB/dekád meredekséggel csökken a spektrumban a fáziszaj. Nagyobb ofszet értékeknél már meghatározóvá válik a termikus zaj. Ezen a szakaszon, kis jóságú rezonátor alkalmazása esetében, a görbe meredeksége 20 dB/dekád körülire csökken (5.a ábra). Nagyobb terhelt jósági tényezőjű rezonátor esetén (pl. kristály, üreg) a görbe meredksége 10 dB/dekád körülire csökken, de a töréspontok közelebb kerülnek a hordozóhoz. A görbe meredekségének csökkenése a frekvenciát meghatározó rezonáns elem fél sávszélességét jelentő ofszet frekvenciáig tart. Utána már a zaj gyakorlatilag nem csökken tovább. Állandósult értéke az alkalmazott aktívelemtől, és annak beállításától függ. Amint látható, a hordozóra vonatkoztatott fáziszaj nagyságának korrekt megadásához nemcsak azt kell közölni, hogy egy vagy két oldalsávra vonatkoztatjuk, hanem a vivőfrekvenciától mért ofszet frekvencia értékét is. Tehát két oszcillátor jelének összehasonlításakor és minősítésekor, a mérések során mindig azonos ofszetfrekvenciákat kell választanunk.

A fáziszaj megértésének megkönnyítése érdekében, levezetések nélkül, röviden megadjuk az ide vonatkozó legfontosabb matematikai formulákat. Egy oszcillátor amplitúdó- és fáziszajt tartalmazó, folyamatos (CW) kimenőjelének időfüggvénye:

,

(4)

ahol U0 a névleges kimenőfeszültség átlagértéke, f0 a névleges frekvencia, e (t) az amplitúdó változásai az idő függvényében, j (t) a fázis változásai az idő függvényében. Az e (t) és a j (t) a forrásai az f0 frekvencia körüli zajmodulációból keletkező zajoldalsávok megjelenésének. A gyakorlati mérések azt bizonyítják, hogy az amplitúdó-ingadozások zaja mintegy 20 dB-lel alatta van a fáziszajnak, ezért a továbbiakban csak a kimenőjel zajosságát döntően meghatározó fáziszajjal foglalkozunk. A kimenőjel frekvencia függvényében történő ábrázolásakor a j (t) időátlagos fázisingadozásai azonos hatásúak az f0 frekvenciájú hordozóra nézve, mintha azt egy fm frekvenciájú jellel frekvenciában modulálnánk. A modulált jel ferkvenciája az idő függvényében:

.

(5)

Egy szabadonfutó oszcillátor fáziszaja az alábbi közelítő képlettel számítható:

[dBc/Hz].

(6)

 

Az F az aktív eszköz zajtényezője, a K a Boltzman-állandó, T az abszolút hőmérséklet Kelvin fokban, Pav az oszcillátor átlagos kimenő teljesítménye, f0 a rezonancia frekvencia, fm az ofszet frekvencia, QL pedig a rezonátor terhelt jósági tényezője. Elegendően nagy ofszet esetén a második tag elhanyagolhatóvá válik, ilyenkor az egyoldalsávos fáziszajt a következő közelítő képlettel határozhatjuk meg:

[dBc/Hz].

(7)

Az SNR rövidítés itt a jel/zajviszonyt jeleni (signal-noise-ratio). Egyes szakirodalmakban a zajoldalsávra az Ł(fm) jelölést is használják.

A fáziszaj csökkentésének lehetőségei

A (6) összefüggésből világosan látszik, hogy két tényező befolyásolja alapvetően a fáziszaj nagyságát. Az egyik a felhasznált aktív eszköz zaja, a másik pedig a rezonátor terhelt jósági tényezője. Oszcillátorok építésekor általában a konstruktőrök nem használnak alacsony zajszámú eszközöket, mert ennek szükségessége többnyire nem közismert. Az eszköz kiválasztása sem közömbös a fáziszaj szempontjából. A bipoláris tranzisztorok B-E diódája okozza a fáziszaj jelentékeny hányadát. MOS tranzisztoroknak magasabb az 1/f zaja ezért régebbi típusok a hordozóhoz közelebb kissé zajosabbak. Alacsony zajszámú típusokkal ennek ellenére kedvező eredmények érhetők el. Oszcillátorok építéséhez legkedvezőbbek az alacsony zajú, nagy meredekségű FET-ek. Ilyenek, az alább felsorolt típusok: pl. BF-246…247, E-310, J-310, U-310, P-8000, CP-643, VMP-2. A felsorolás a gyengébb minőségű típusoktól, az egyre jobb és drágább típusok felé halad.

A másik, nem kevésbé fontos tényező, a rezonátor Q-ja. Ebből a szempontból legkedvezőbbek a kristályoszcillátorok. Hiába használunk nagyon drága, magas jósági tényezőjű kvarcokat, ha az oszcillátor kapcsolás nem megfelelő, és ezáltal kedvezőtlenül leterheljük a rezonátort. Ezért dolgozták ki a két, illetve több fokozatból kialakított oszcillátorokat, ahol a terhelt Q alig alacsonyabb az üresjárási értéknél. Nem meglepő tehát, hogy a legkisebb fáziszajú oszcillátorok jelenleg a precíziós kivitelű TCXO-k (hőkompenzált kristályoszcillátorok) és az OCXO-k (fűtött, hőkompenzált kristályoszcillátorok). Ezek rendkívül drágák és általában referencia célokra használják őket.

Gondos tervezés esetén alig valamivel rosszabb fáziszaj érhető el két, vagy többfokozatú, szabadonfutó oszcillátorokkal is. Ezeknél azonban csak akkor számíthatunk megfelelő eredményre, ha nagyon nagy jóságú rezgőköri elemeket építünk a fokozatba. A szakirodalmak hirdetéseit tanulmányozva feltűnhet, hogy a mikrohullámú tartományban néhány cég kiszajúnak hirdet olyan oszcillátorokat, a melyek a rövidhullámú tartományhoz képest, a fáziszaj szempontjából igen gyenge jellemzőkkel rendelkeznek. Nos itt már egészen más eszközökből építik fel a rezgéskeltő kapcsolásokat. YIG oszcillátorok esetében a mágneses tér változásai okoznak jelentős fáziszaj növekedést. A Gunn-diódás és klisztron oszcillátorok általában még a YIG-eknél is kedvezőtlenebb zajjellemzőkkel rendelkeznek.

Külön szólnunk kell a manapság nagyon népszerű szintézerekről. Egy kedvező jellemzőkkel rendelkező oszcillátor fáziszaja mindenképpen megnő, akár sokszorozással, akár pedig PLL rendszerrel érjük el a kívánt magasabb üzemi frekvenciát. A PLL-ek nagyon sok kényelmi szolgáltatást nyújtanak, de kimenőjelük sokkal zajosabb, mint egy hagyományos, keverő rendszerű VFX-é. A fáziszajt befolyásoló tényezők vizsgálatánál csak optimális állapotokat vettünk alapul. Nem vizsgáltuk azt a tényt, hogy a munkapont helytelen beállítása, a nem megfelelő kicsatolás, az előfeszítő áramkörök elégtelen szűrése, VCO-knál a hangolófeszültség nem megfelelő szűrése, mind-mind jelentős hibaforrásként szerepelhetnek. Az oszcillátort követő valamennyi fokozat okoz egy bizonyos fokú zajhozzájárulást, még akkor is, ha nem végez frekvenciatöbbszörözést. Nagyon jelentős a zajhozzájárulása a PLL-ek “lelkét” képező VCO-k hangolófeszültségének, hurokszűrőinek és fázisdetektorainak. A jól működő VFO-k, VCO-k jelét is zajossá teheti egy Zener-diódás stabilizátor. Ezek alkalmazását minden körülmények között kerülni kell! Most ugye csodálkozik a kedves Olvasó, mert szinte minden régebbi VFO “rendszeresített tartozéka” a tápvezetékében, illetve a VCO-k esetén azok hangoló áramkörében is, egy stabilizátor-dióda. Ezeknél intenzívebb zajforrást el sem lehet képzelni. Erre a célra sokkal eredményesebben használható egy három kivezetéses stabilizátor IC, megfelelő hidegítések után. Hidegítésre tantál kondenzátort, és az üzemi frekvencián rövidzárt biztosító kerámia kondenzátorok kombinációját használjuk!

Változtatható frekvenciájú oszcillátorok fáziszaját semmilyen módszerrel sem lehet az oszcillátor kimenetén mérhető érték alá csökkenteni. Kristályoszcillátorok esetében azonban van egy nagyon hatásos módszer. A rezonátor frekvenciájával megegyező frekvenciájú kristályból kell egy keskenysávú szűrőt készíteni a kimenetre [4].

Elmondhatjuk tehát, hogy a hagyományos PLL-ekkel még közepes minőségű oszcillátort sem lehet készíteni. Igen sajnálatos dolog, hogy a nyolcvanas évektől kezdve, még a drága rádióamatőr készülékekben is ez a technika terjedt el. A PLL-technika kizárólag kommercionális FM célokra használható. Ezt a tényt a hírneves gyártó cégek is belátták, ezért fejlesztették ki újabban a DDS rendszerű készülékeiket, amelyet azonban jelenlegi magas áruk miatt nem sokan tudnak megvásárolni. A nagyobb gyártási szériák következtében e területen is várható lesz egy árzuhanás. A professzionális alkalmazásoknál, az FM szintézerekben néhány éve az úgynevezett, frakcionális N PLL technikát (Fractional-N PLL) használják [6, 7, 8]. Ez az áramkör sokkal egyszerűbbés olcsóbb, mint egy DDS VFO, továbbá fáziszaja alig valamivel kedvezőtlenebb annál. Érdemes megjegyezni, hogy az elv régóta ismert, mert a Hewlett Packard és a Racal cég kis zajú generátorokat tartalmazó műszereiben több mint húsz éve alkalmazza a farkcionális-N szintézereket. Sajnos a nemzetközi szaksajtó az elmúlt 3-4 évet leszámítva, nem nagyon foglalkozott ezzel a módszerrel. Az említett időszaktól kezdve a “Wireless Communication” iparág számára több félvezetőgyár is készít ilyen áramköröket, egyetlen csipre integrálva. Elsődleges felhasználási területük a bázisállomások oszcillátor-fokozatai. A túlzsúfolt frekvenciasávokban, a közös árbocra telepített készülékek, a jó nagyjelű viselkedés érdekében megkívánják a zajszegény oszcillátor jelet. Reménykedjünk abban, hogy a professzionális technikában jól bevált, komplett frakcionális szintézer IC-k mielőbb megjelennek a rádióamatőr készülékekben is!

A zajos oszcillátor által okozott hibák [9]

Ha egy ideális vevőkeverőt zajmentes oszcillátorjellel táplálunk, akkor a kimenetén a 6.a ábrának megfelelő jeleket mérhetjük. Ugyanezt az ideális keverőt zajos oszcillátor jellel táplálva, akkor a 6.b ábrának megfelelően az, az egyéb nemkívánatos jeleket is átkeveri a KF frekvenciára. Ezeket a zavaró jeleket utólagosan már nem tudjuk kiszűrni. Természetesen valóságos keverők esetén számtalan egyéb keverési termék is keletkezik, de az oszcillátor fáziszajának szempontjából, most leegyszerűsítve vizsgáltuk a kérdést. Az oszcillátorjel fáziszajának most csupán egy nagyon keskeny sávját vizsgáltuk, de ehhez hasonlóan, a zajspektrum minden egyes pontja, a KF-frekvencia összegének, vagy különbségének megfelelő frekvenciájú zavaró jelet képes bekeverni a vevő KF-erősítőjébe.

Egy vevőkészülékkel kapcsolatos legfontosabb elvárásunk, hogy minél kisebb jeleket tudjon zavarmentesen detektálni a zajból és a zavaró jelek sokaságából. E szempontból a vevőkészülék legfontosabb tulajdonságai a dinamikatartomány (dynamic range), a harmadrendű intercept pont (IP3) és a zajküszöb (noise floor). A dinamikatartomány:

[dB],

(8)

ahol IP3 a harmadrendű intercept pont [dBm]-ben, NF a zajküszöb [dB]-ben kifejezve. A valóságos oszcillátoroknak mindig van valamekkora zajoldalsávja, amely csökkenti a vevőkészülék dinamika tartományát. A zajoldalsáv által meghatározott dinamika tartomány:

[dB],

(9)

ahol Ł(fm) az oszcillátor SSB fáziszaja [dBc/Hz]-ben, a B pedig a KF sávszélessége Hz-ben mérve. Optimális esetben, amikor a bemeneti intercept pontnak (dinamikatartománynak) megfelelő fáziszajú oszcillátor jellel tápláljuk a keverőt, a

(10)

egyenlőség áll fenn. Ilyenkor az oszcillátor jelének fáziszaja nem rontja a készülék nagyjelű viselkedését. Általánosságban elmondható, hogy –3…0 dBm-nél nagyobb bemeneti intercept pontú vevőbemenetek esetében, mindig fokozottan ellenőrizni kell, a keveréshez felhasznált oszcillátor jelének fáziszaját. Egy zajos oszcillátor jelentősen leronthatja vevőkészülékünk dinamikatartományát.

Oszcillátorok zajának optimalizálása CAD programokkal

Az utóbbi néhány évben a tervezőmérnökök munkáját e területen is segítik az egyre népszerűbbé váló CAD programok. Most néhány sorban bemutatjuk a két piacvezető cég nagyfrekvenciás áramkör-analizáló termékcsaládjának alkalmazási lehetőségét, oszcillátorok tervezése során. A Hewlett Packard már 1993-ban megoldotta az oszcillátorok fáziszajának szimulálását a HP MDS és a HP RFDS programjaival [10]. A FET-ek és MOS-FET-ek nemlineáris modelljeiben a zajt két részből állították elő. A modell tartalmaz egy intrinsic, zajmentes FET-et, annak gate és drain zaj-áramforrásait, valamint a gate- és a source-ellenállások által képviselt termikus zajforrásokat. Egy ilyen, széles sávban jól használható HP MDS modell elég pontos közelítéssel megadja a vizsgált oszcillátor zajoldalsávját különböző ofszet frekvenciáknál, de jól felhasználható a FET-ek optimális zajillesztésének (Fmin, RN) beállításánál is. A rendelkezésre álló rengeteg könyvtári elem segítségével különféle kapcsolású szabadonfutó oszcillátorokat, kristályoszcillátorokat vagy VCO-kat egyaránt vizsgálhatunk. A program újabb verzióinál megkereshetjük a zaj szempontjából legoptimálisabb munkaponti beállítást, illetve tápfeszültséget. Vizsgálhatjuk az áramköri elemek szórásának hatásait az áramkör jellemzőire, annak megépítése nélkül, ily módon kiaknázva a CAD programcsomag nyújtotta lehetőségeket.

Valamivel olcsóbb, de a fentiekhez hasonló szolgáltatásokat biztosít, az ANSOFT Corporation Serenade 7.5 lineáris és nemlineáris nagyfrekvenciás áramköranalizátor programcsomagja [11]. A cég elődjénél, a Compact Sofware-nél, Dr. U. L. Rohde több mint 25 éven keresztül fejlesztette az általános SPICE áramkörszimulátorok alapján, a lineáris és nemlineáris nagyfrekvenciás szimulátorokat. Az egyre bővülő, mintegy 60…70 ezerre tehető elemkészlet pontossága is fokozatosan javult, és ma már az optocsatolók működési tartományában is kifogástalan pontosságot biztosít. A témában járatos olvasók a külföldi szakirodalmakból jól ismerhetik, a Microwave Harmonica fantázia nevű szimulátort, amely a jelenlegi Serenade 7.5 nemlineáris szimulátorának alapját képezi. A módosított “harmonic balance” matematikai módszer segítségével a nagyjelű, illetve több jeles mérést szimulálva, igen nagy pontossággal képes aktív elemek átviteli függvényét, amplitúdó- és fáziszaját meghatározni. Dr. Rohde a [8]-ban méltatja Leeson munkáját, aki 1966-ban elsőként publikálta az oszcillátorok zajspektrumát közelítőleg meghatározó matematikai összefüggést [1]. A Serenade 7.5-ben az eredeti egyenletet tovább pontosították, amely most már az aktív elem, és a rezonátor zajforrásain kívül, számtalan egyéb tényezőt is figyelembe vesz. Ezért elmondhatjuk, hogy egy nagyon hatékony eszköz áll a tervezők rendelkezésére, a különböző áramkörök - közöttük az oszcillátorok - fáziszajának ellenőrzésére és minimalizálására.

A 7. ábrán egy 404 MHz-en működő MOS-FET oszcillátor kapcsolási rajzát láthatjuk a Serenade 7.5 Scehematic Editor-jában (kapcsolásirajz készítő programban) megrajzolva. A rajz tartalmazza a zajos FET modellt, a munkapontbeállító elemeket, a tápellátást a szűréssel, a frekvenciát meghatározó elemeket és a visszacsatolást. Valamennyi felsorolt elemet lehet változtatni, hangolni, ezáltal meg lehet keresni a fokozat optimális működéséhez szükséges beállításokat. Természetesen a feladat elvégezhető netlistás áramkörbevitettel is, de ehhez a felhasználónak nagyon jól kell ismernie a szimulátor nyelvét. A rajzoló program használatakor a program automatikusan hozza létre a netlistát, amely egy billentyűnyomásra a képernyőn megjeleníthető, vagy kinyomtatható. A kapcsolási rajz jobb oldalán látható három blokk a nemlineáris analízis beállításait tartalmazza. A NOI-ban találhatók a zaj adatok, amelyek az alkalmazott MOSFET modellnél a sörétzajból és az 1/f zajból tevődnek össze. Az első összetevő 0-ra van állítva, mert a szimulátor automatikusan generálja azt. A második összetevőt a SPICE-modellből veszi a program, és a munkaponti adatok függvényében állítja be. Az NOUT a nemlineáris analízis kimeneti beállításait tartalmazza. Alapbeállításként a kapu(k) terhelése 50 W -os, de bármilyen más terhelés is beállítható. Itt lehet megadni a függőleges tengely számára a logaritmus léptéket (dB) is. A FREQ blokk a vizsgált frekvenciatartomány beállítására szolgál. Itt definiálható az egy jeles, vagy a több jeles vizsgálat is.

A kapcsolási rajz elkészítése és az előbb ismertetett blokkok definiálása után a menü sorból az Analysis gombra kattintva, megjelenik egy párbeszédes ablak. Mi ebből az oszcillátor-analízist, azon belül is a zajanalízist (noise) választottuk. A 8. ábrán látható az eredmény, amely az adott skálázásnál megegyezik az oszcillátor zajoldalsáv-mérő műszerek képernyő ábrájával. Ha elégedetlenek vagyunk az eredménnyel, akkor bármelyik alkatrész értékének megváltoztatásának hatását megvizsgálhatjuk a képernyőn. A program felrajzolja a kimeneti frekvenciaspektrumot az előírt frekvenciatartományban, és hasonlóan, mint egy spektrumanalizátor képernyőjéről, leolvashatjuk a felharmonikus-elnyomást. Megtekinthetjük a képernyőn a kimeneti jelalakot is az idő függvényében úgy, mint egy nagysebességű oszcilloszkópon. Visszacsatolás nélkül, külső jellel vizsgálva, egy adott tartományon belül megkereshetjük az optimális rezonanciafrekvenciát. Kapacitásdiódával kiegészítve az áramkört, ugyanezen méréseket megismételhetjük, és ekkor már VCO-ként optimalizálhatjuk a kapcsolásunkat. Amennyiben nem egy meglévő áramkör jellemzőit szeretenénk megvizsgálni, akkor az Oscillator Design menüpont segítségével mi magunk is tervezhetünk tetszőleges típusú és frekvenciájú oszcillátorokat, majd optimalizálhatjuk azokat.

1999. ősze óta az ANSOFT már forgalmazza a program továbbfejlesztett változatát, a Serenade Design Environment Version 8.0-át. Minta példák találhatók az alábbi címen: http://www.pollak.sulinet.hu/elektro/ansoft/ansoft.htm. A programcsomag hazai forgalmazója a MIKROMŰ Kft.

Ezek a rendkívül sokoldalúan használható programcsomagok a legkorszerűbb műszerekkel felszerelt, virtuális laboratóriumként segítik a fejlesztők munkáját. Ma már szerencsére nem csak drága munkaállomásokon, hanem közepes kategóriájú PC-ken is futtathatók, így várható a közeljövőben limitált, kisebb változataik elterjedése. Alkalmazásuk különösen az oktatásban nagyon hatékony.


A fáziszaj mérése

A megépített oszcillátor komplex mérése legalább oly bonyolult feladat, mint annak megtervezése. Most nem a szokásos mérésekkel foglalkozunk, hanem inkább az oly rejtélyesnek tűnő, fáziszaj mérését ismertetjük. A rádióamatőr szakirodalomban először talán Claus Neie (DL7QY) foglalkozott 1987-ben az oszcillátorok zajának jelentőségével [12]. Jó néhány akkori gyári készüléket megmért, és a legtöbbjükről kiderült, hogy oly silányak, hogy nem is lett volna szabad forgalomba hozni azokat. Egyedül az IC-202 típusú, kis készülék állta a versenyt a professzionális műszerek oszcillátoraival szemben (mert nincs benne szintézer IC). Nem véletlenül még ma is oly keresett típus, szívesen alkalmazzák mikrohullámú transzverterek KF-jeként. Claus OM elfogadható pontosságú méréseit egy HP 8901 (+opt. 30) típusú régi műszerrel végezte. Ma már rendelkezésre állnak nagyon precíz, nagy pontosságú, automatikus zajmérők a Hewlett Packard [13, 14] és a RDL Inc. [15] termékválasztékában. Ezek azonban hihetetlenül drága és viszonylag szűk mérési területen alkalmazható eszközök. Precíziós oszcillátorokat gyártó cégeken, katonai fejlesztőkön és néhány műszergyártón kívül, mások nem engedhetik meg maguknak, hogy laboratóriumaikat ilyen műszerekkel szereljék fel. Az univerzálisan felhasználható, sokkal szélesebb mérési területen alkalmazható spektrumanalizátorokkal is meg lehet mérni az oszcillátorok zaját [16, 17, 18]. Azonban egy – egy HP spektrumanalizátor, a műszereket forgalmazó, amerikai NAPTECH cég kéthavonta megjelenő katalógusai szerint, használtan is, a kiépítésüktől függően 12.000 és 60.000 $ között kapható! Egy átlagos felszereltségű laboratórium számára még ezek is elérhetetlenül drága műszerek. Néhány éve megjelentek az “olcsóbb”, hordozható, HP 8590 szériájú, felhasználó-specifikus spektrumanalizátorok [19, 20], amelyek közepes árfekvésükkel már elérhetőbbé váltak. Az adott mérési feladat gyors, egységes szempontok szerinti elvégzéséhez memória kártyák rendelhetők hozzájuk. Az igazi áttörést azonban a HP ESA L-1500A analizátor megjelenése jelentette [21, 22]. A tervezők elsősorban szervizek, kisebb laboratóriumok és az oktatás számára fejlesztették ki. Az alap koncepció szerint, ezekkel a műszerekkel is majdnem minden mérést el lehet végezni, amit a méregdrága HP 8560-as szériával, de alacsonyabb frekvencia tartományban és kisebb pontossággal. A mérési rutin elsajátításához azonban ez, a sokkal olcsóbb típus is kiválóan megfelel. Az új típusú, nagyobb méretű LCD kijelző, és közvetlenül (PC nélkül) a kimenetre csatlakoztatható VGA monitor, ideális demonstrációs eszközzé teszi a műszert oktatási célú laboratóriumokban.

A mérési adatok átvitele PC-re

Az újabb spektrumanalizátorok rendelkeznek RS-232-es és HP-IB adatkimenettel. Ha a számítógépünkbe rendelünk egy HP 82340 vagy -82341 típusú “HP-IB Interface” kártyát, amelyhez CD-én szállítják az installáló programot, akkor biztosítottuk a PC és a műszer közötti adatátvitelt. A kártya könnyen installálható, WIN-98 és NT alatt automatikusan felismeri, a már telepített rendszereszközöket, és a program megfelelően beállítja az IRQ-ját. Nem tapasztaltunk ütközést sem a hálózati kártyákkal, sem más rendszereszközzel. Korábban, amikor a kártyát a magyar nyelvű WIN-95 alatt próbáltuk installálni, csak a hibaüzenetek tömkelegét küldte a gép. A WIN-95 magyar nyelvű (hivatalosan vásárolt) verzióját egyébként semmilyen műszaki alkalmazásnál nem tudtuk használni. (Nem működnek vele a digitális oszcilloszkóp kártyák, nem indul el alatta a Serenade 7.5 áramkörszimulátor programcsomag, tehát nem csak a HP programjaival képtelen együttműködni.) Irodai alkalmazásoknál biztosan kiváló, de műszaki célokra kerüljük a használatát! A majd fél évig tartó eredménytelenség időszakában, a gyártó cégeknek küldött, értelmezhetetlen hibaüzenet-gyüjtemények után, amikor semmi nem akart működni, az operációs rendszerek lecserélésével egy csapásra megváltozott a helyzet. Óriási élményt jelentett diáknak és tanárnak egyaránt, a mérési görbék megjelenítése a számítógépeken, azok kinyomtatása és az adatok utólagos feldolgozása. Mindezt a “HP E-4444A BenchLink Spectrum Analyzer” program telepítése biztosította [23, 24]. Fontosabb adatai megtalálhatók a függelék 3. oldalán.

Gyakorlati mérések spektrumanalizátorokkal

HP 8591

HP LSA 1500A

Első méréseinket a HP 8591C típusú, speciálisan kábeltelevíziós mérési célokra kifejlesztett, 9 kHz…1,8 GHz-ig működő analizátorral végeztük. Ez az analizátor a pontosabb, a RESOLUTION BW-je (felbontóképessége) kedvezőbb, saját fáziszaja kb. 10 dB-lel alacsonyabb, mint az L-1500A típusé. Megfelelő beállításokkal, a 8591C-vel sikerült –135 dBm/Hz értéket is mérni. Méréseink során először a ChipCAD KFt-től kapott 9,6 MHz-es TCXO kimenőjelét vizsgáltuk, ezt a kiszajú eszközt tekintjük referenciának. Köszönet érte Holman Tamás ügyvezető igazgató úrnak! A 9. ábrán nem a megszokott spektrum-analizátoros ernyőképet látjuk, hanem a fáziszaj méréséhez használatos műszereknek megfelelőt. Ezt úgy értük el, hogy a START frekvenciát a TCXO névleges frekvenciájára, 9,6 MHz-re állítottuk, a SPAN-t pedig 100 kHz-el a START frekvencia fölé. Ezután a menüből kiválasztottuk MARKER NOISE funkciót. Így “egygombos” méréssel tudunk fáziszajt mérni 1 Hz sávszélességre vonatkoztatva. Az eredmény (-94.54 dBm/Hz) meglepően rossznak tűnik. Alaposabban megvizsgálva a fáziszaj definícióját, kiderült a mérési hiba oka. Nem állítottunk be semmilyen ofszet értéket. Ennek beállítása azonban szoros összefüggésben áll a RES BW, a SPAN és az analizátor saját fáziszajával. A 10. ábrán 50 kHz-es ofszetet állítottunk be (ezt a marker 9,6500 MHz-es értéke mutatja) 300 Hz-es RES BW-hez. A –40 dB-es REF LEVEL esetén jól látható a vizsgált jel zajspektrumának csökkenése. A –130 dBm/Hz érték gyakorlatilag az analizátor saját zaja, tehát nagyobb ofszetnél már értelmetlenné válik a mérés. Igazság szerint a TCXO fáziszaja legalább olyan kedvező, mint az analizátoré. A pontos méréshez, az analizátornak legalább 10 dBm/Hz érékkel kedvezőbb fáziszajjal kellene rendelkeznie, mint a mérendő oszcillátornak. Ha a hordozóhoz közelebb akarjuk a jelet vizsgálni, annak a minimális felbontóképesség, a nagyobb ofszetnek pedig az analizátor zajküszöbje szab határt. Mérés közben az attenuátor helyes beállításával mindig meg kell akadályozni az analizátor keverőjének túlvezérlődését (PBemax kb. 0 dBm a keverőn [22]). Az itt leírt módszerrel közepes árfekvésű, illetve olcsóbb spektrumanalizátorokkal is elfogadható pontossággal meg lehet határozni a gyakorlatban előforduló oszcillátorok fáziszaját. Természetesen referencia oszcillátorok és OCXO-k méréséhez ez a módszer nem megfelelő, de ennek igénye nem is merül fel a szerviz- és a rádióamatőr gyakorlatban.

A BencLink program jóvoltából a bemutatott ábrákról leolvasható az analizátor összes beállítása, ezért a továbbiakban ezeket nem részletezzük. A számítógép el tudja tárolni az analizátor képernyőjén látható képet, választásunknak megfelelően: PCX, GIF, BMP, HP-GL vagy TIF formátumban. A képernyőn megjelenő ábrán tudunk feliratokat is elhelyezni, vagy a Windows alapú programokhoz hasonlóan, a megjelenő ceruzaszimbólum segítségével rajzolhatunk is rá. A program óriási előnye, hogy a virtuális oszcilloszkóp kártyáktól eltérően, a műszer és a VXI kártya nélkül is üzemképes, tehát a korábban eltárolt fájlokat bármikor előhívhatjuk, szerkeszthetjük, vagy nyomtathatjuk. Mérési jegyzőkönyvek készítéséhez nagyon jól használható, mert a diagramok egy gombnyomással átvihetők a szövegszerkesztőbe. Egy további érdekes szolgáltatása a programnak, hogy nem csak kép formátumban tudja eltárolni a mérés eredményét, hanem adatállományként is (ilyenkor sokkal gyorsabb az átvitel a PC és a műszer között). Az így tárolt adatokból utólag is bármikor felrajzolja a PC a görbéket. A képernyőn megjelenő görbékről, a kurzorok segítségével, rendkívüli pontossággal olvashatjuk le a keresett adatokat.

A következőkben bemutom, a SZENTES-i Pollák Antal Műszaki Szakközépiskola (a munkahelyem) technikus-képesítő vizsgáján kiadott, egyik gyakorlati feladat mérési eredményeit. A feladat egy 10 MHz-es kristályoszcillátor megépítése és mérése HP 8591C típusú analizátorral. A 11. ábrán látható kimenőjel, már egy megszokottabb ernyőképet mutat. Jól láthatók az ábrán a “zajszoknyák” is. A marker segítségével a technikusjelölt meghatározta a jel amplitúdóját dBm-ben, és az oszcillátor névleges frekvenciáját. Ilyen alacsonyra választott SPAN és RES BW esetén rendkívül pontosan lehet frekvenciát mérni az analizátorral. E pontosság még fokozható, ha megvásároljuk az OCXO opciót is. A 12. ábrán a 10. ábrával megegyező beállítások mellett történt a kristályoszcillátor fáziszajának mérése. Megfigyelhető, hogy a jól beállított kristályoszcillátor mindössze –4 dbm/Hz értékkel zajosabb a TCXO-nál. (Speciális fáziszaj-mérő már nagyobb különbséget mutatna ebben a tartományban.)

A következőkben néhány rádióamatőr-alkalmazásban mutatjuk be a spektrumanalizátorok sokoldalú felhasználhatóságát. Az 1997-es Ráditechnika Évkönyve 201. oldalán [25] ismertettünk egy nagy stabilitású oszcillátort, 432 és 1296 MHz-es transzverterek lokálágai számára (13. ábra). Az áramkör alapját egy olcsó, tokozott kristályoszcillátor képezi. Azóta külföldön és belföldön egyaránt sok-sok példányban utánépítették, a felhasználók megelégedésére. Jómagam is 6 éve, egy ilyen oszcillátort használok 1296 MHz-en. Az antennafejben elhelyezett transzverternél, a frekvenciastabilitással és a pontossággal soha nem volt problémám, de nagyon izgatta a fantáziámat az oszcillátor fáziszaja, az előbbiekben leírt kedvezőtlen hatások miatt. Most, a megfelelő műszerekkel végzett mérések után, sikerült eloszlatni a kételyeket. A 14. ábrán a tokozott kristályoszcillátor kimeneti jelspektuma a látható. Megfigyelhető, hogy a páratlan felharmonikusok sokkal intezívebbek, mint a párosak. Különösen kedvező, hogy a 3. harmonikus, (96 MHz), az adott IQD gyártmányú oszcillátornál mindössze 6 dB-lel gyengébb az alapjelnél. A kapcsolás digitális áramkörök számára készült, de sehol nem látható a kimeneti spektrumban zavaró jel, vagy tüske. Kimenőjele teljesen hasonló a szinuszos oszcillátoroknál megszokottakhoz. A 15. ábrán a vizsgált oszcillátor, míg a 16. ábrán egy drága, 96 MHz-es, 5 ppm pontosságú KVG kristállyal épített oszcillátor fáziszaja látható. (Ezt az oszcillátort számtalan transzverterben alkalmazzák, pl. az SSB ELECTRONIC transzvertereiben is.) Mivel közel 20 dB-lel a HP 8591C analizátor zajküszöb értéke felett mértünk, az ofszet pedig nagyobb a RES BW tízszeresénél, az eredmény elég pontosnak mondható. Megállapítható, hogy a drága kristállyal épített oszcillátor mindössze 4 dBm/Hz értékkel adott kisebb fáziszajt. Felsokszorozás után, 1152 MHz-en, már egy HP ESA-L1500A típusú analizátorral hasonlítjuk össze a két jelet. A 17. ábrán a vizsgált, míg a 18. ábrán a 96 MHz-es kristályból származó jel fáziszaját láthatjuk, mindkettőt 50 kHz-es ofszetfrekvenciánál. A drága kristállyal felépített sokszorozó, a mérések tanúsága szerint, alig valamivel kedvezőbb fáziszajt eredményezett, mint az olcsó, tokozott kristályoszcillátor. Összegzésképpen elmondhatjuk, hogy 1 GHz feletti frekvencián, 50 kHz-re a hordozótól, a –110 dBm/Hz körüli fáziszaj elfogadható értékű. Figyelembe véve a 144 MHz-es alaprádiók bemeneti intercept pontját és oszcillátoraik fáziszaját, nincs értelme a lokálágba ennél kisebb zajú, és sokkal drágább eszközöket felhasználni. Természetesen egészen más tervezési alapelvek érvényesülnek nagy dinamikájú vevőbemenetek építésekor.

Érdekességként a 19. ábrán közre adjuk, több rádióamatőr társunk által is megépített, “HA8ET-015” jelzésű, 1296 MHz-es transzverter kimenőjelének, HP L-1500A típusú analizátorral mért ernyőképét. A mérésnél egy laboratóriumi szignálgenerátor szolgáltatta a 144 MHz-es, 0 dBm-es jelet a keverőnek. A transzverter egy 20 W-os hibrid modult táplált, 15 W-ig kivezérelve. Az 1152 MHz-es jelen kívül más jel nem található a kimeneti spektrumban (az is –40dB elnyomású). Ennek a sok hangolt körből álló, bonyolult kapcsolásnak a pontos behangolásához nagyon nagy segítséget nyújtott a HP spektrumanalizátor.

Az újabb analizátorokon található még egy, “egygombos” mérést megvalósító, nagyon hasznos szolgáltatás, az “N dB Points”. Ezt a tracking (követő) generátorral kiegészített méréseknél kiválóan fel lehet használni, a 3 dB-es pontok távolságának megmérésére (a sávszélesség meghatározására). Aki hagyományos vobbulátorral pontonként vett már fel ilyen görbéket, csak az tudja igazán értékelni e szolgáltatás hasznosságát. Mi most egy szokatlan mérési módszerhez használjuk az analizátoroknak ezt a szolgáltatását. A 20. ábrán a 11. ábrához hasonló ernyőképet állítottunk be, de most az L-1500A típuson. A SPAN 100 kHz és viszonylag keskeny a RES BW is, tehát a 100 Hz-es videó sávszélesség ellenére előtűnnek a “zajszoknyák”. N dB=60-as értéket beállítva, a jel csúcsa alatt 60 dB-lel megkapjuk a görbe szélességét, ami tulajdonképpen a fáziszaj következménye. Esetünkben a két kis nyíl (az ábra alsó részén) mutatja, a marker pedig kiírja, a 14 kHz-es távolságot. Minél kisebb e távolság, annál zajtalanabb az oszcillátor. Tehát ezzel a módszerrel is össze tudjuk hasonlítani az egyes oszcillátorok jeleit. Pontos műszer hiányában nagy segítséget jelent egy TCXO, mint alacsony zajú referencia jelforrás. Így manuális kijelöléssel, egy egyszerű HAMEG spektrumanalizátoron is össze tudjuk hasonlítani a TCXO jelét, a vizsgált oszcillátor jelével (igaz az alfanumerikus kiíratás lehetősége nélkül).


Ábrák

 

1. ábra Visszacsatolt erősítő blokkvázlata

 

2. ábra Amplitúdóstabilizált szinuszos oszcillátor blokkvázlata

 

3. ábra Az amplitúdó- és frekvencia hibák modellezése egy szinuszos oszcillátornál

 

4. ábra Egy szinuszos oszcillátor zajspektruma

 

5. ábra Szinuszos oszcillátor egyoldalsávos FM zajának tipikus változása, az ofszetfrekvencia függvényében. Alacsony Q-jú rezonátornál (a),
nagy Q-jú rezonátornál (b)

 

6. ábra Ideális keverő zajmentes oszcillátorral táplálva (a). Zajos oszcillátorral táplált ideális keverő kimenőjele – a reciprok keverés elve (b)

7. ábra MOSFET oszcillátor kapcsolási rajza az ANSOFT Serenade 7.5 Nonlinear Design Suite programcsomagban

 

8. ábra A 7. ábra oszcillátorának kimeneti zajspektruma optimalizálás után

9. ábra Egy 9,6 MHz-es TCXO kimenőjele HP-8591C típusú analizátoron mérve. A fáziszajt fm=0 Hz ofszetnél mértük.

10. ábra Az előző TCXO jelének fáziszaja fm=50 kHz-es ofszet frekvencián mérve HP-8591C típusú analizátorral.

11. ábra Egy 10 MHz-es kristályoszcillátor kimenőjele.
Vizsgamunka
(Pollák Antal Műszaki Szakközépiskola, SZENTES)

12. ábra A 11. ábra oszcillátorának fáziszaja

 

13. ábra 32 MHz-es tokozott kristályoszcillátor (PXO) transzverterek lokálágához

14. ábra A PXO kimeneti jelspektruma

15. ábra A PXO fáziszaja

16. ábra Egy 96 MHz-es, 5 ppm-es preciziós kristállyal felépített oszcillátor fáziszaja

17. ábra A PXO fáziszaja 1152 MHz-re sokszorozva (1296 MHz-es lokálág)

 

18. ábra A 96 MHz-es oszcillátor fáziszaja 1152 MHz-re sokszorozva

 

19. ábra A HA8ET-015 jelű 1296 MHz-es transzverter kimeneti spektruma 15 W-nál

 

20. ábra Zajsávszélesség meghatározása “N dB pont” módszerrel HP ESA-L1500A típusú spektrumanalizátorral


Végezetül ezúton szeretnék köszönetet mondani a HEWLETT PACKARD Magyarország KFT-nek*, amiért közvetlen szakképzési támogatásával, a szentesi Pollák Antal Műszaki Szakközépiskola analóg laboratóriuma számára biztosított egy LSA-L1500A típusú spektrumanalizátort VXI kártyával és a szükséges mérési adatfeldolgozó programokkal. Ezáltal a technikus jelöltek számára megnyílt a lehetősége annak, hogy megismerkedhessenek a korszerű méréstechnikának ezzel a területével is; rutinszerűen elvégezhessék, majd dokumentálják a fent leírt mérések egy jelentős részét. Köszönjük annak lehetőségét is, hogy egy HP 8591C típusú, nagyobb pontosságú analizátorral ellenőrizhettük a mérési eredményeket.

Külön köszönöm Domokos Sándor úrnak a HP Magyarország KFT. kereskedelmi képviselőjének és munkatársainak, a hasznos konzultációkat és az oktató munkánkban kiválóan hasznosítható, HP szakirodalmak beszerzésében nyújtott segítségüket.

 

* A HEWLETT PACKARD Magyarország Kft. jogutódja, a HP részlegeinek különválása óta, a méréstechnika és az alkatrészgyártás területén az Agilent Technologies, amelynek hazai képviseletét az S&T Magyarország Kft. látja el.


A szövegben idézett irodalmak jegyzéke

1.

D. B. Leeson: A Sipmple Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum. Proceedings of the IEEE, 1966. pp 329-330.

2.

C. Moore, B Kopp: Phase and Amplitude Noise Due To Analog Control Components. Microwave Journal Dec. 1998. pp 64-72.

3.

MINI CIRCUITS: Designers’ Considerations for VCOs Used in Phase Locked Loops. Microwave Product Digest Feb. 1999.

4.

Dipl.Phys.Ing. B. Neubig (DK1AG): Design of Crystal Oscillator Circuits. KVG (Spec. Issue of VHF Communications 3/79, 4/79.

5.

C. L.Everett: Phase Noise Contamination to Doppler Spectra. Microwave Journal Sept. 1996.

6.

N. J. Foot (WA9HUV): Low-noise phase-locked UHF VCO. Part 1: the noise problem. Ham Radio July 1986.

7.

B. G. Goldberg: The Evolution and Maturity of Fractional-N PLL Synthesis. Microwave Journal Sept. 1996.

8.

U. L. Rohde (KA2WEU) Synergy Microwave Corporation: A High-Performance Fractional-N Synthesizer. QEX July/Aug 1998.

9.

GEC PLESSEY Semiconductors: AN-156-2. Intermodulation, Phase Noise and Dynamic Range. Sept. 1993.

10.

Hewlett Packard: Simulating Noise in Nonlinear Circuits Using the HP Microwave and RF Design Systems. PN 85150-4. 5091-9582E 12/1993.

11.

ANSOFT Corporation: Serenade Design Suite, Examples Volume. Microwave Harmonica, Elements Library

12.

Claus Neie (DL7QY): Seitenbandrauschen bei Amateurfunkstationen. Teil II. DUBUS Magazin 3/87.

13.

Hewlett Packard: Test & Measurement Catalog 1998. pp 49, 331.

14.

Hewlett Packard: HP 4352S VCO/PLL Signal Test System 5965-5420E 1996.

15.

RDL Inc: A Low Noise X-band Phase Noise Analyzer. Microwave Journal March 1997.

16.

Hewlett Packard: Spectrum Analysis. Application Note 150, 5952-1292 Nov. 1989.

17.

Hewlett Packard: Effective Spectrum Analysis. Application Note 1301, 5966-0367E 1997.

18.

Hewlett Packard: Spectrum Analyzer and Noise. Application Note 1303, 5966-4008E 1998.

19.

Hewlett Packard: HP 8590E-Series Portable Spectrum Analyzers 5963-6908E 1996.

20.

Hewlett Packard: HP CaLan 8591 C Cable TV Analyzer 5964-0244E 1996.

21.

Hewlett Packard: HP ESA L1500A Spectum Analyzer Programmer’s E4411-90003

22.

Hewlett Packard: HP ESA L1500A Spectum Analyzer User’s and Calibration Guide E4411-90044 1998.

23.

Hewlett Packard: HP 82335, 82340 & 82341 HP-IB Installation Guide for HP I/O Libraries E2094-90012

24.

Hewlett Packard: HP E-4444A BenchLink Spectrum Analyzer Getting Started Guide E-4444-90001

25.

Nagy Gyula (HA8ET): Olcsó, nagy stabilitású oszcillátor 432 MHz-re és 1296 MHz-re. Rádiótechnika Évkönyve 1997., 201. oldal

 


APPENDIX

A HP ESA L-1500A fontosabb adatai

1. oldal

2. oldal

3.oldal

 


POLLÁK HOME

POLLÁK Elektronika


Page created in Microsoft FrontPage Express.
Copyright © 1999 Gyula Nagy, HA8ET. All rights reserved.

E-mail: HA8ET@pollak.sulinet.hu